当前位置：首页>深圳>深圳大学打破校史,院士团队首发芯片顶刊JSSC成果!罗讯教授唯一通讯!

深圳大学打破校史,院士团队首发芯片顶刊JSSC成果!罗讯教授唯一通讯!

2026-07-14 11:05:49

点击蓝字关注我

们

前言：

大家好，我是RFIC抛砖，今天是2026年6月29日（第204期），继续坚持给大家分享最新射频技术动态，欢迎点评转发！

近日，深圳大学罗讯教授团队在国际固态电路领域顶级期刊《IEEE Journal of Solid-State Circuits》（JSSC）上发表了一篇关于相控阵发射机的研究论文（这是加入毛军发院士团队平台以来，深圳大学集成电路学院的一大喜讯（但不知道为何，未见毛院士署名。。。），该团队还有很多顶会论文，后面应该还有挺多JSSC，期待）。该团队提出了一种基于正交旋转（Quadrature-Rotation）架构的数字相控阵发射机，在2-4GHz宽频带内实现了15-bit相位调谐分辨率、28.4dBm峰值输出功率和37.9%峰值系统效率，并在0/3/6/9/12/15dB六个功率回退点均实现了效率增强。这项研究为5G通信、卫星星座和雷达探测等高要求无线系统提供了一种高精度波束赋形与高效率发射的解决方案。【文末提供原文下载方式，墙裂建议感兴趣的读者，可把论文原文下载下来，仔细研读，引用】

深圳大学集成电路学院：

作者简介：

1、周杰（现深圳大学助理教授，博士毕业于电子科技大学。2025年至2026年作为第二作者，与罗琪琪博士、罗讯教授合作发表IEEE ACCESS和CICC各一篇）

2、杨秉正（现深圳大学副教授，博士毕业于电子科技大学。曾获得成电十大杰出学生）

3、Hongxin Tang(电子科技大博士在读，现为深圳大学科研助理)

4、罗讯（深圳大学特聘教授。到深圳大学任职半年左右，已发表11篇含ISSCC在内的顶级会议，3篇TMTT，1篇JSSC）

一、研究背景：

随着移动通信（5G/6G）和雷达探测系统对远距离传输和精准无线连接的需求日益增长，相控阵发射机需要同时具备大输出功率和高相位分辨率。与此同时，为了提升数据容量，相控阵发射机还需支持高阶调制信号（如64-QAM、256-QAM）。这类信号的峰均比（PAPR） 较高，因此提升相控阵系统在深度功率回退（PBO）下的效率成为关键挑战。

传统相控阵发射机主要分为RF移相架构和本振（LO）移相架构。其相位分辨率由移相器决定——分辨率不足会恶化波束扫描的连续性，降低阵列因子和信噪比。开关型移相器虽可通过增加开关级数提升分辨率，但每增加一级都会带来更大的芯片面积和插入损耗。矢量合成移相器虽能以较小面积实现高分辨率，但其线性度受限，且增益变化会恶化合成波束方向图。

在效率方面，传统架构多采用模拟功率放大器，需要额外的高功耗数模转换器（DAC） 进行信号调制，限制了整体系统效率。数字功率放大器（DPA） 虽可省去DAC并引入Doherty、Class-G等技术提升效率，但数字极化架构存在带宽扩展问题，限制了数据传输速率。

二、问题剖析：

三、创新点解析：

创新点一：正交旋转技术——让相位调谐与信号调制合二为一

问题根源：传统相控阵发射机中，相位调谐和信号调制由不同模块完成——移相器负责相位，功率放大器负责调制。这种分离导致模块级联损耗大、面积开销高。

解决方案：该论文提出正交旋转（Quadrature-Rotation） 技术，利用正交数字功率放大器（ quadrature DPA）同时实现信号调制和粗粒度相位调谐。其核心思路是：将需要实现的相位偏移，通过坐标变换直接“写入”基带信号中。

电路实现：在正交DPA中，四路正交本振信号（I+、Q+、I-、Q-）分别由四个子PA阵列处理，每个子PA阵列根据对应的基带信号（BBI和BBQ）进行调制，最后通过合成器将四路调制信号叠加。要实现特定相位偏移φ，只需对原始基带信号进行如下坐标变换：

BBIc = BBI × cos(φ) - BBQ × sin(φ)

BBQc = BBQ × cos(φ) + BBI × sin(φ)

其中，相位偏移φ由相位码PS[N-2:1]决定：φ = π × PS[N-2:1] / 2^(N-1)。

关键细节：当相位偏移小于90°时，信号象限不变；当相位偏移较大导致BBI×cos(φ)小于BBQ×sin(φ)时，计算出的BBIc为负值，需要取反加1得到绝对值，同时象限选择码加1以表示象限变化。基带信号和象限选择码的生成规则分别如表I和表II所示。

性能收益：5-bit粗粒度相位调谐（覆盖360°），为后续精细调谐奠定基础。

创新点二：开关/浮空电容功率放大器（SFCPA）——三种工作状态提升回退效率

问题根源：传统开关电容功率放大器（SCPA）在功率回退时，大量单元被关断（接地），但关断单元的寄生电容仍会消耗动态功耗。

解决方案：该论文提出开关/浮空电容功率放大器（SFCPA） 单元结构，支持三种工作状态：VDD状态、GND状态和FLOAT（浮空）状态。

电路实现：每个SFCPA单元由NMOS（N₁）和PMOS（P₁）构成，受控于使能信号EN和基带信号BBI/BBQ。其工作原理如下：

VDD状态（EN=1，BBI=BBQ=1）：电容在2VDD和GND之间以50%占空比切换。原论文图11(a)和(b)展示了2GHz和4GHz下的瞬态波形。
VDD状态（25%占空比） （EN=1，BBI=1或BBQ=1）：电容在2VDD和GND之间以25%占空比切换。
GND状态（EN=1，BBI=BBQ=0）：电容连接到地。原论文图12(a)展示了GND状态下的瞬态波形。
FLOAT状态（EN=0）：PMOS和NMOS均关断，电容浮空。原论文图12(b)展示了FLOAT状态下的瞬态波形。

性能收益：FLOAT状态关断了无需工作的单元，消除了其寄生电容带来的动态功耗，显著提升了功率回退下的效率。原论文图13展示了不同占空比下的输出功率变化。

创新点三：混合Doherty与阻抗提升——在复数域实现六点效率增强

问题根源：传统Doherty功率放大器通常仅在6dB功率回退处实现效率提升，对于更深度的回退（9dB、12dB、15dB）无能为力。

解决方案：该论文在SFCPA中引入混合Doherty与阻抗提升（Hybrid Doherty and Impedance Boosting） 技术，通过模式切换在0/3/6/9/12/15dB六个功率回退点均实现效率增强。

电路实现：4-to-1可重构变压器是关键使能器件。该变压器由两个三线圈变压器级联，并连接开关电容，可在两种模式间切换：

模式I：主PA所有单元开启，辅助PA单元逐渐关断。输出开关电容Cₒ₂关断，电容Cₜ开启。实现0/6dB（相位I）和3/9dB（相位II） 的效率增强。原论文图14(a)展示了模式I的等效电路。
模式II：主PA和辅助PA部分单元设置为FLOAT状态（浮空单元数量根据6dB PBO下输出功率确定），输出开关电容Cₒ₂开启，电容Cₜ关断。实现6/12dB（相位I）和9/15dB（相位II） 的效率增强。原论文图14(b)展示了模式II的等效电路。

相位I与相位II：相位I（45°/135°/225°/315°）在BBI=BBQ时实现；相位II（0°/90°/180°/270°）在BBI=0或BBQ=0时实现。

关键细节：原论文图15(a)和(b)展示了匹配网络在两种模式下及不同PBO下的功率损耗。模式切换后，主PA和辅助PA均完全开启并经历提升的负载阻抗，有源负载调制恢复到类似0dB PBO的状态，被动效率因此恢复到峰值。

性能收益：在2.4GHz下，系统效率分别为37.9%（0dB）、33.7%（3dB）、28.7%（6dB）、23.5%（9dB）、17.6%（12dB）和12.9%（15dB）。

创新点四：基于3-D电容的可重构开关电容调谐线（RSCTL）——10-bit精细相位调谐

问题根源：粗粒度相位调谐（5-bit，步进11.25°）不足以满足高精度波束赋形需求，需要精细调谐模块进一步将相位分辨率提升至15-bit。

解决方案：采用可重构开关电容调谐线（RSCTL） 实现10-bit精细相位调谐（6-bit MSB + 4-bit LSB）。

电路实现：RSCTL由共面波导（CPW）传输线和大量开关电容构成。为降低插入损耗，开关电容放置在CPW传输线下方。开关电容采用3-D电容与MOSFET串联的结构。原论文图19(c)展示了3-D电容的版图——水平电容耦合贡献主要电容，垂直电容耦合被抑制，从而减少衬底损耗、提升品质因数。

关键参数：MSB电容优化为9.4fF，LSB电容分别为3.3、2.5、2.2和1.6fF。后仿真结果显示：插入损耗为0.43-1.14dB（所有开关关断）和0.92-2.66dB（所有开关开启），相位调谐范围优于13.0°。原论文图20(a)-(d)展示了插入损耗、相位调谐范围、相位延迟和相位步进。原论文图21(a)和(b)展示了3-D电容在不同工艺角下的电容变化（<0.3fF）及对应的相位步进变化。

性能收益：5-bit粗调（正交DPA）+ 10-bit细调（RSCTL）= 15-bit相位调谐分辨率，实测均方根相位误差仅0.12°-0.51°（2-4GHz）。

创新点五：数据移位算法——用加法器替代乘法器实现坐标变换

问题根源：正交旋转需要大量的乘法运算（基带信号 × 三角函数系数），若用乘法器实现将消耗巨大的数字面积和功耗。

解决方案：该论文采用数据移位与加法（Data Shift and Addition） 算法，将乘法运算转化为移位和加法操作。

电路实现：以11.25°相位偏移为例：

cos(11.25°) = 1/2¹ + 1/2² + 1/2³ + 1/2⁴ + 1/2⁵ + 1/2⁷ + 1/2⁸ + …

sin(11.25°) = 1/2³ + 1/2⁴ + 1/2⁸ + …

则乘法运算转化为：

BB × cos(11.25°) = (BB>>1 + BB[0]) + (BB>>2 + BB[1]) + (BB>>3 + BB[2]) + (BB>>4 + BB[3]) + (BB>>5 + BB[4]) + (BB>>7 + BB[6]) + (BB>>8 + BB[7]) + …

BB × sin(11.25°) = (BB>>3 + BB[2]) + (BB>>4 + BB[3]) + (BB>>8 + BB[7]) + …

其中BB>>n表示数据BB左移n位，加BB[n-1]用于补偿移位误差。

关键分析：原论文图6(a)和(b)计算了不同相位分辨率m和字长L下的最大相位和幅度误差。要达到10-bit相位分辨率下<0.02dB幅度误差和<0.2°相位误差，字长需大于8-bit。原论文图7(a)和(b)展示了考虑相位和幅度误差后，不同阵列大小N和相位分辨率m下阵列因子的最大衰减。原论文图8计算了不同字长L和相位偏移下64-QAM和256-QAM的EVM值。

性能收益：用加法器替代乘法器，大幅降低了数字电路面积和功耗。

四、设计步骤详解：

整体架构思路

该论文提出的相控阵发射机采用2×2拓扑（四通道），整体架构如原论文图9所示。输入LO信号经1分4有源功分器分为四路。每路依次经过：RSCTL（精细相位调谐）→ 有源巴伦+分频器（产生四路正交LO信号）→ 正交SFCPA（信号调制+粗粒度相位调谐）。基带信号经正交旋转器预处理后送入SFCPA。

第一步：有源功分器——提升通道间隔离度

四通道间的隔离度直接影响波束合成精度。该设计采用有源功分器替代无源功分器。有源功分器在实现功率分配的同时，利用有源器件的反向隔离特性提升了通道间隔离度（实测优于44dB）。原论文图25(b)展示了实测通道隔离度。

第二步：有源巴伦与分频器——宽频带正交信号产生

为在2-4GHz宽频带内产生高精度正交LO信号，该设计采用有源巴伦+电流模逻辑（CML）分频器的组合方案。有源巴伦采用共源-共栅结构——共栅晶体管（M₁）产生同相信号，共源晶体管（M₂）产生反相信号。为提升宽频带内的平衡特性，晶体管M₃、M₄、M₅及偏置电压VG经过精细优化。正弦信号经输出缓冲器转换为方波后，送入两级CML锁存器组成的分频器产生正交信号。原论文图18(a)和(b)展示了有源巴伦和分频器的原理图。原论文图18(c)和(d)展示了2.4GHz下的瞬态输出波形和仿真相位误差。

第三步：正交旋转器——数字域完成坐标变换

原论文图16展示了正交旋转器的模块框图。首先，5-bit粗粒度相位由正交SFCPA实现，产生9种不同相位（含0°和90°）。这些相位通过三角函数作用于基带信号。每个相位的乘法采用数据移位与加法算法实现。四个多路选择器根据相位码PS[12:10]选择BB×cosθ和BB×sinθ。选择后的乘积经加法或减法得到旋转后的基带信号。减法结果若为负，则由符号位标记，经取反加1得到绝对值。正交旋转器采用数字标准单元综合实现，时钟信号和寄存器确保信号同步。

Doherty解码器（原论文图17(a)）根据相位码PS[13]决定I/Q基带信号是否交换。当BBIQn[5]=“1”时，主PA子阵列全开，辅助PA子阵列根据BBIQn开关；当BBIQn[5]=“0”时，辅助PA子阵列全关，主PA子阵列根据BBIQn开关。象限选择码生成器（原论文图17(b)）根据相位码更新符号映射电路的象限选择码。

第四步：SFCPA单元与可重构变压器——功率级核心

SFCPA的每个IQ单元共享子PA阵列由6-bit MSB（63个单元）和5-bit LSB（5个单元）组成，分别由温度计码和二进制码控制。MSB单元的AC耦合电容优化为272fF，5-bit LSB单元的AC耦合电容分别为136、68、34、17和8.5fF。NMOS（N₁）尺寸为40.5μm/40nm，PMOS（P₁）尺寸为81μm/40nm。2VDD电源用于支持高输出功率。

4-to-1可重构变压器由两个三线圈变压器级联并连接开关电容构成。通过模式I和模式II的切换，实现不同负载阻抗转换比。